ディー・クルー・テクノロジーズ Blog

bookmark_borderシステムLSI(SoC) の直面するクライシス

3つの技術クライシス

システムLSI(SoC)に搭載するトランジスタの集積度を上げる(トランジスタを小さくし、たくさん並べる)ほどLSIの演算性能は上がるのですが、同時に「電力」「複雑さ」「配線」の3つの主要な技術的課題に直面します。各クライシスに対する原因、課題、対策について簡単にまとめました。

電力クライシス

電力クライシスとは消費電力と性能のバランスの問題です。システムLSIのトランジスタを集積して動作周波数を上げれば処理能力が上がりますが、同時に消費電力が増加し、バッテリーサイズ、リーク電流の発生、発熱に影響します。逆に動作周波数を落とせば処理能力は低下します。

LSIの微細化に伴って、特にドレインーソース間のリーク電流増加が大きな問題になっています。これに対してFin-FETGAA-FETのような近年の新しいトランジスタ技術はリーク電流減少に寄与します。さらに最近はDVS(Dynamic Voltage Scaling)やDVFS(Dynamic Voltage & Frequency Scaling)といった新しいパワーマネジメント手法を導入することで、動的に電力を管理し、さらに細かく消費電力を最適化することも始まっています。電力クライシスに対処するためには、このように回路、アーキテクチャー、システム、アルゴリズムの工夫が必要となります。

複雑さのクライシス

複雑さのクライシスとは、SoCのトランジスタ数が増加するにつれて、設計の複雑性が増大することです。例えばAppleの A17proは190憶トランジスタを使用し、3nm GAA-FETプロセスを採用しています。これは、100人✖1年の設計工数を必要とするほどの複雑さです。こうした設計の複雑性の増加は、設計時間の増加、コストの増大、およびエラーの可能性の増加を招きます。

複雑さのクライシスに対する対策としては、Cベース(高位合成)やIPベースの設計化です。これらを進めることで、設計プロセスを自動化し、設計効率を向上させることができます。また、ドメイン特化型プラットフォームの構築は、設計資産を効率的に再利用し、開発時間とコストを削減することができます。

配線クライシス

配線クライシスとは、システムLSIの論理回路ブロック同士をつなぐクリティカルパスによる信号遅延のことです。トランジスタの微細化がすすみ、今はシステムLSIの中で非常に多くの論理回路ブロックを置くことができるようになりました。しかし先に論理ブロックを並べてから配線する従来の「P&R(Place & Route)」の設計方法ですと、配線長がどんどん長くなりがちです。特にクリティカルパスが長くなることは致命的で、信号遅延による非効率な回路となってしまいます。

配線クライシスに対する対策として、クリティカルパスについてはP&R設計ではなく先に配線レイアウトを最適化する「R&P(Route & Place)」による設計が最も重要です。加えてSI(Signal Integrity)PI(Power Integrity)に起因するクロストークやIRドロップに対する対策も効果的です。さらに新しい技術としてチップ間の遅延時間を大幅に短縮する3次元積層化技術も有効な手段として期待しています。

最も重要なのは電力クライシス対策

LSIのトランジスタ微細化の大きな流れの中で、私は電力クライシス対策が最も重要なカギと考えていて、技術開発に取り組んでまいりました。そこでまずシステムLSIで私が省電力化に対して取り組んだことをご紹介し、次にこれから特に有望と考えうるアーキテクチャーとして、DVFS, DVS 等について順次ご紹介しようと思っています。

bookmark_borderスケーリング則/ムーアの法則

システムLSI(SoC: System on a Chip)は、約3年ごとに0.7倍のペースで微細化が進んでいます。この微細化のトレンドのことは、スケーリング則やムーアの法則、またはデナードの法則とも呼ばれています。

スケーリング則では0.7倍のスケールダウンにより単位面積あたりの集積密度が2倍になり、同一電圧で1.7倍高速化し、消費電力が半分になる性能向上が図られます。スケーリング則と素子構造および回路パラメータとの関係について、詳しくは下図を参照してください。

下図でKはスケーリング係数(<1)であり、約3年でx0.7 です。

図1スケーリング則(デナード則)

次は、LSI低電圧化の流れについて説明します。

bookmark_borderBGR (Band Gap Reference) (3)

BGR(2) からの続きです。今日はBGR(Band Gap Reference)をその周辺回路も含めて紹介します。図1にBGR回路の基準部とアンプ部を示します。

図1

基準部は前回のBLOGで使ったものと同じで、アンプ部はVaとVbが等しくなるようにVBGRを制御します。

BGRの基準部の電位V1,Vbが約0.8VでGNDに近いので、電流源のスペースを確保しやすいPchを入力段を使うことが多いです。

図2

Vgp端子からGNDにむけて10uAの電流源をつけて、温度を0,25,50,75℃とパラメータにして、電源VDDを起動して時の様子です。

電源が変わっても、Vbgrはほとんど動いていません。

温度が0~75℃変わっても1.18207-1.1815=0.00057Vの変動なので・・・6.4ppm!

ちょっとよく出来すぎました(汗)

図3

上の波形は、電源を0.1usecで起動したときのもので、丸印の所にリンギングが見えます。

このままでは発振してしまう可能性もありますので、アンプに位相補償用のコンデンサ(図 1のC0)を入れます。

図4

C0=2pFとした結果をが上の図になります。リンギングが解消されて安定して起動できていることがわかります。

BGR回路は負帰還回路なので、ループの安定度を確認しておく必要があります。

そのためにはClose LoopをOpenにして、一巡伝達特性を(ぞくにμβって言います)見る必要があるのですが、上のように電源起動の様子を見ることで簡易的にループが安定しているかを確認できます。

図5

上の図はAC解析の結果です。VDDを信号源にして電源が揺すられた時に、VBGRがどれだけ揺すられるかを見ています。100KHzくらいまでは-70dBなので・・・1/3000に電源のゆれを小さくできていますが、周波数が高くなると徐々に電源の影響が出てきて、100MEGHzでは1/10にしか電源のゆれを圧縮できていません。

BGR出力にどのような性能を求めるのか、電源VDDがどのようなゆれ方をするのかに依りますが、場合によってはVBGR出力にコンデンサを追加する場合もあります。

これでBGR回路の紹介は終わりです、と言いたい所ですが重要な説明が抜けていました。

それは、“オフセット電圧の影響“です。

次回は、トランジスタのオフセット引き起こすBGR回路の問題と、その対策について紹介したいと思います。